從熱陰極電離真空計的工作原理可以看出, 測量Ii難度不大, 無非是采用高輸入阻抗的運算放大器, 運用電流平衡法放大電流信號, 為了適應寬量程多數量級的信號變化, 需要采用真空繼電器切換反饋電阻來控制增益。如果測量真空度不是很低, 采用對數放大不失為一個好的方法, 要注意溫度漂移的影響。設計的重點是兩個電壓和電子流的穩定控制, 電路設計如何入手是關鍵所在。仔細分析圖1 的原理, 將其用圖2等效模型來分析。其中U C=200 V , U F= 50 V , I e= 0. 5 mA (10-1Pa～10-4Pa 時)或5mA(10-4Pa～10-8Pa 時)。從圖2 中可以看出離子流Ii對Ie、UC和UF沒有影響, 因此只需考慮其余三者相互控制的電路設計。

圖2　電離規管等效模型

       從圖2 中不難發現UC是相對獨立的量, 因此電路采用穩壓管來實現。顯然, 問題的關鍵就集中在要同時保證I e 和U F 都穩定在期望值上。Ie是燈絲(熱陰極) 加熱而發射的電子受更高電位的柵極(陽極) 的吸引形成的, 因為兩電極的相對電位是固定的, 因此I e的控制是以控制燈絲的工作電流來實現。有許多方法都能夠實現這2 個參數穩定, 而采用串聯電阻的方法最簡單、可靠。如圖3 所示, 如果串入的電阻R = U F/Ie, 問題就得到大大簡化, 因此, 只要把U F 作為控制對象就能達到設計目的。如果需要不同的電子流I e, 只要改變R 的阻值就可以, 具體實現可以采用繼電器等方法切換不同的R 來獲得需要的Ie。

圖3　采樣點

          因為要與其他電路共用控制電源, 又考慮到燈絲阻值小、電流大的特點, 采用了脈寬調制(PWM ) 控制推挽變換的方法, PWM 芯片則采用普遍使用的U GN 3525 PWM 控制器, 具體原理框圖如圖4所示。

圖4　真空計控制原理

          變壓器T1有兩組次級, 其中: 一組輸出160 V 交流電, 經過簡單的變換輸出200 V 直流電提供柵極電位U C; 另一組經過整流濾波穩壓提供系統所需24 V直流電源。圖3 中的R 是由(R1//R3) + R4+ R8+ R 6組成的。因為燈絲發射電子與燈絲表面的溫度有關, 又由于燈絲的熱慣性的存在, 因此, 電子流并不隨高頻的燈絲電流變化, 而是比較平滑的。鑒于此, 變換變壓器的輸出沒有整流濾波電路, 而是直接給燈絲提供高頻交流電。這樣, 避免了大電流器件的使用, 無疑也給變壓器和整流穩壓電路降低了設計難度, 同時也大大減小了整機的體積。U F 是通過電位器R 8 滑動端的分壓送至PWM 控制電路中的U GN 3525 的反相輸入端,并與UGN 3525 內部基準比較, 如果低于基準電壓,PWM 控制電路將會增大脈沖寬度, 從而經推挽變換提高T 2 次級的平均輸出電流。燈絲電流的增加將會使電子流增大, 電子流的增大又會導致R8 上的分壓上升, 反之亦然。

          由于存在燈絲的熱慣性, 簡單的反饋容易發生燈絲閃爍現象, 電子流Ie會因為燈絲閃爍而大幅度波動, 離子流Ii同樣也會波動, 給放大采集電路帶來極大的困難。因此, 電路中增加了C3, 為電子流I e 的紋波提供交流旁路, 避免紋波因電阻的分壓而衰減, 從而有效控制電子流的紋波。

           R5和C4的使用能有效抑制電源的波動, 并且能削弱PWM 控制器輸出的變化幅度, 從而削弱因過調引起的波動。在PWM 控制電路的差分放大環節中適量的積分環節是必要的, 涉及到的積分環節的時間常數與PWM 頻率、燈絲特性等有直接關系, 實際運用時需要仔細選用。

           為了保護燈絲因失控而燒毀, 電路中還需要有限流等措施, 如圖4 中的R7 便能起到限流作用。另外, 當測量真空度達到10- 6 Pa 以上時, 要注意增加除氣電路功能, 給電極除氣。

          使用以上方法設計的真空計電路, 作為我們產品的一部分已經大量應用, 并且性能穩定可靠。由于采用了PWM 控制, 并經過了變壓器的電流變換, 沒有直接控制熱陰極的大電流, 從而降低了功耗, 大大減少了大電流發熱元件的數量, 使整機的溫升得到有效抑制。如果需要設計商用真空計, 只要加上放大、采集和顯示部分即可。